通信作者：成紅玉
審閱：譚磊 姚若亞

摘要

本文以10電極配置及簡化版導聯應用的信號采集為例，介紹了無共地信號的采集系統的設計。聚焦于關鍵工程參數的優化選擇，包括確保足夠的最小差分信號幅度和限制最大極化電壓，同時滿足噪聲抑制、寬動態范圍、高分辨率和快速采樣的需求。該設計充分考慮了環境電磁兼容性，確保在復雜環境中仍能可靠工作。通過采用差分拾取技術和浮地隔離，有效提高了信號的信噪比。文章詳細探討了標準12導聯及其電氣等效模型，并引入了自舉驅動電路以增強信號傳輸質量。

信號拾取及調理是各種微弱信號的采集處理的關鍵環節，其引入信號源參考中心點的概念，用于提高信號質量。經調理后的信號再作為后續系統的參考點，避免了不同階段的相互干擾，保證了整個系統的高精度和可靠性。

1 引言

心電導聯是經過多年臨床經驗形成的，記錄心電圖（ECG）時電極在人體上放置的位置以及電極與放大器的連接方式。導聯設計的原則包括兩個方面，其一是導聯需要能充分有效地反映心電的活動并方便臨床使用，其二是遵守既定經驗標準、以保證臨床經驗數據的繼承。

自從1903年心電圖設備發明至今，有大量的導聯被實驗和臨床應用。目前被廣泛使用和認可的 是10 個電極的國際標準12導聯體系，以及一些隨檢（HOLTER）和救護應用的少極數導聯體系。 本文所介紹的信號拾取和調理電路的假想目標是開發一款單片心電信號前處理器，該單芯片處理器 可以支持10電極及經裁剪后支持10極以下導聯應用。該電路拾取信號，經過浮地處理、放大和濾 波后接入 Wilson 獲得心電信號的公共點（對稱中心），以此中心點為參考點獲得一組導聯信號；導 聯信號進一步經開關連接到復用的主放大器，再接入直流對消電路和量化ADC，完成心電檢測功能。

信號拾取和調理電路以獲得最佳信噪比為目標。完整的設計包括在惡劣電磁條件下可用性保證，例如車輛內部、工業現場環境，以及配合有人工起搏干擾、呼吸檢測干擾、復蘇和除顫干擾的不利條件下可用。

2 工程參數的選取

工程參數選取要考慮應用需求、標準、慣例和設計的競爭例。對于心電檢測這樣有上百年歷史的應用，慣例和競爭要求可以明確大部分工程參數，如信號強度、極化電壓范圍和電源漏電等。

2.1 最小差分信號幅度和最大極化電壓

依據參考產品¹的標稱參數特性，最小差分信號幅度為5mVpp，最大極化電壓為±400mV；這兩個數值反映了應用實際需要，適合作為典型條件，并在此條件下給出其它工程參數。為了滿足電磁兼容要求，實際可測量的信號幅度范圍會超出這個值，尚需要綜合抗電磁干擾的要求確定。

2.2 噪聲、動態范圍、分辨率和采樣時間

參考圖2，從識別和計算心電信號波形輪廓和時間參數的角度出發，在心電信號波形范圍內對 幅度分辨率<1/50即可^[1]。若不借助樣條擬合技術平滑打印，而利用熱敏打印產品參數，則波形范圍 內的分辦率<1/256。由于5mVpp心電信號是疊加在范圍達±400mV的極化電勢上的，更高分辨率的 產品中利用高位長ADC的動態范圍來接收包括極化電壓在內的信號。扣除掉極化電壓后，真正反映 波形變化的部分仍然只是具有<1/256的分辨率。等效輸入噪聲和心電信號的幅度范圍從另一角度提 供了分辨率的工程設計依據。參考產品提供的等效輸入噪聲電壓幅度為10μVpp~20μVpp，這相當于 5mVpp 心電信號的1/500~1/250；以至少保有50個量化臺階為條件，如果對5mVpp典型信號幅度采 用1/500 分辨率量化，可以有效采集到幅度僅為典型信號幅度的1/10的心電波形。按照150Hz的3dB 帶寬將這個噪聲換算到噪聲密度后約為400nV/√Hz ~800nV/√Hz 。與CMOS運算放大器10nV/√Hz ~ 100nV/√Hz 的常見參數比較，20μV帶內輸入等效噪聲可簡單實現：可以選用此值作為包括ADC和 DAC的、全系統級聯后的噪聲指標。至此可以得出兩個工程參數，即典型幅度5mVpp信號的<1/500 的分辨率要求和保持對波形解析精度<1/50時的最小心電信號幅度1mVpp。（HOLTER和心電聽診儀 的信號幅度尚不確定。）

上述5mVpp典型信號是疊加在±400mV極化電壓上的。如果采用DAC²的輸出對消這部分電壓， 則DAC在該電壓范圍內可調輸出。對于一份分析計算的波形樣本，如果DAC輸出保持不變，則對 波形范圍內的量化性能僅由ADC的特性確定。這樣設計可以免去或者簡化對DAC輸出步長和ADC 輸出步長的關聯校準。在此情況下，需要DAC輸出變化一個步長時，信號可以保持在ADC的量化 范圍內，即DAC的一個步長的變化不能超過ADC量化范圍的一半。如果DAC的步長是ADC量化 范圍的1/n，組合后在整個可以量化的范圍內的等效分辨率為ADC分辨率與DAC分辨率乘積的n 倍。一個心電峰/谷波形片段的持續時間可以作為 DAC 輸出需要保持不變的最短時間。在這個時間 之內，ADC 需要量化的信號幅度包括5mVpp的心電信號、信號頻帶內的干擾和極化電壓的變化。 其中工頻電磁干擾所占的幅度最大，因此ADC量化范圍的工程參數由下面環境電磁兼容工程參數決 定，即20mVpp，合2000:1的量化范圍，相當于11位ADC。

ADC的微分非線性誤差反映為對心電波形的平滑程度。微分非線性的影響在信號變得很弱，只能覆蓋部分量化區域時最為嚴重。當信號只占有最低需要的50個量化臺階時，仍然以1/50的一半作為微分非線性的要求，相當于要求微分非線性為1/2LSB的工程指標。參考SGMICRO的產品資料，12 位SAR結構的ADC³可以保證1LSB的微分非線性誤差。

參考產品的3dB模擬帶寬均為0.05Hz~150Hz到0.05Hz~170Hz，采樣速率為250sps~1ksps。即使是考慮分時復用，這些速度對于SAR結構的ADC都不是問題。從電磁兼容的要求出發，準確快速地測量疊加在信號中的工頻干擾需要更高的采樣速率。從測量工頻及其靠近模擬通帶內的3次諧 波的角度出發（工頻 60Hzx倍頻次數 3x采樣點數 6）， 對單個通道的測量采樣率的工程指標需要>1280sps，以及可調整采樣速率（以減小截斷誤差）。

從輸入到量化為數字通道上的放大器和 ADC 變換器共同造成積分非線性。參考圖 3，由于± 400mV 范圍內的極化電壓在測量一個波形片斷時保持穩定，實際信號的變化范圍只是標準條件下的 5mVpp 信號和15mVpp的最大工頻干擾。只有這部分變化通過非線性產生寄生信號，因此只需要考 核±400mV范圍內任何一個20mVpp區間內的積分非線性即可。由于積分非線性導致的偏差不是很大，可以只采用2次方項分析。該2次方項的系數即INL導致的偏差系數。記該系數為PPinl、工頻干擾的幅度為Vac、心電信號的幅度為Vc，則寄生信號中不能僅通過工頻及其倍頻加以區別的部 分與心電信號幅度的比為：PPinl*（1+2Vac/Vc）⁴。扣除掉微分非線性分配的1/50、最低波形解析的 1/2 和為工頻干擾預留的1/4，以 15mVpp工頻干擾幅度計算得到工程指標最大允許的PPinl<1/6200。 以標準條件下1/500的解析要求和最差1/50的解析要求計，折合為40個和0.4個解析分度的偏差。

對于DAC部分的要求，包括其心電信號帶內的輸出噪聲、分辨率和配合ADC作量化位置平移 時的位移量精度。由于只要保證 DAC 的量化精度為 ADC 量化范圍的一半以下即可，相當于在± 400mV 內提供步長為20mV的分辨率，即1/40，這是一個相當寬松的要求（相當于6位DAC）。噪聲指標可以只考核系統級聯后的總指標為20μV。當極化電壓出現突變時，至少會影響1個心電波形的識別。這對于DAC來講是一個相當長的時間。DAC輸出穩定時間的要求僅由內部復用設計決定。

2.3 環境電磁兼容

心電圖機作為低頻低功率儀器，其干擾和抗損設計容易實現。工程參數設計的主要挑戰是強電 磁干擾下與復蘇、除顫設備配合使用時的可用性，以及滿足電源對人體漏電的要求。工程設計需要 包括耐受 5kV-360J-10sx10ms/1s 除顫間歇脈沖^[2]對導聯電極的意外短接和經由導聯通路向后端電路 的漏電。參考UL544和UL2601-1，可以選擇在5kV壓差時漏電<300μA的安全值^[3]。其它需要耐受 的條件，例如ESD和電源漏電等，都低于這個情況下的要求。

可用性分為保持典型參數和部分放寬要求而保持主要功能最低性能的可用兩種情況。除顫期間 的可用指在脈沖結束后能保持以前的測量數據和快速地恢復測量。參考除顫分析設備的指標，選擇 10ms 作為完全恢復典型特性的最長時間。包括除顫脈沖的持續時間，除顫脈沖引起的測量間歇不得 大于20ms。

沒有特定標準規定心電圖或其它醫療電子設備需要耐受何種級別的惡劣電磁環境^[4][5]。以耦合方 式感應電磁干擾時，有與線形長度有關的電場感應方式和以圍線面積有關的磁場感應方式。對于低 頻和較小的線性長度，電場感應遠低于磁場感應。50/60Hz 工頻在心電測量的帶寬內影響最大，而 其它干擾條件要么可由信號通路中的濾波器限制，要么并不持續存在；因此可以只參考工頻干擾的 標準提出抗干擾工程參數。根據《GB/T 17626.8 電磁兼容 試驗和測量技術 工頻磁場抗擾度試 驗》（等同于IEC 61000-4-8），等效典型惡劣工業環境的實驗用工頻磁場強度為100Arsm/m。對 于一個與之緊耦合的開路環，每平方米圍線面積感應的電壓對 50Hz 和 60Hz 工頻約為 6.5mVrsm/18mVpp 和 8.3mVrsm/24mVpp。最不利的條件下，這個電壓直接與心電差分信號疊加。考 慮導聯電極圍線的面積一般不會>1m²，以及測試設備的耦合情況^[6]，選取直接與5mVpp心電信號疊 加15mVpp 工頻作為等效于惡劣工業環境的100Arsm/m測試。此時相當于有2/3的測試磁通耦合入 信號環路。

疊加15mVpp 工頻信號后，信號的變化部分將達到 20mVpp。保持可用性指在穩定工頻干擾條 件下允許降低對心電信號部分的分辨率到最差解析要求，即 1/50。由于微分非線性和區間的積分非 線性已經占掉了1/50允差的3/4，分配給工頻干擾的工程參數只有標準心電信號幅度5mVpp的1/200。 當工頻干擾出現跳變時，需要參照和合并考慮對極化電壓變化的響應滿足總建立時間要求<0.5s。

3 信號的差分拾取和浮地隔離的效果

參考圖 4，這是一個典型的差分信號拾取連接和信號調理方案。注意，這個連接與心電測量的 實際連接并不一致。該圖實際上表達了兩個獨立的干擾感應環路，即圖中分別具有感應參考中心的 兩個部分。

圖中左側環路以感應電流的形式，被zc分流后進入差分輸入端，經阻抗差d轉化為差分電壓。 很顯然，較高的環路阻抗有利于減少轉化為差分輸入的信號。人體側的接地條件不受設計控制，從 設計保證的角度出發需要考慮Zs為零時對Zd的要求。參考在環境電磁兼容部分的分析，即使在圍 線面積達 1m²時，感應電壓也僅為 24mVpp。這個值遠低于來自電源的可能最大干擾，可以不予考慮。

右側環路的最大干擾感應發生在后續處理設備沒有接地的情況下。參考圖 5，主要由 Cd 決定 Zpi1。按最寬松的IECC601-1 規定^[3]，Zpi1 要求>250kΩ。假定 zc 不會超過 1kΩ^[7][8]，zi 為 5MΩ 并 帶有+25%的偏差，2路脈沖變壓器可提供25MΩ隔離阻抗^[9]，同時忽略掉Zd2，Zd3和Zp的分壓作 用，195Vpp轉化為0.4mV的差分電壓。這個值遠低于允許的差模干擾，所以簡單地選用5MΩ+25% 作zi 的工程指標，25MΩ作為Zpi2的工程指標。選用25MΩ作為Zpi2，同時也滿足5kV時漏電＜ 300μA 的要求。

4 標準12導聯及Wilson網絡的電氣等效

圖6是標準12導聯的電極連接方式^[10]。其中右踝電極由測量電路的公共參考電位，或信號的電位中值，或Wilson中心電位驅動。如前所述，右踝并不是符合圖4中所示中心點的理想位置，實際電路也與圖4的電氣連接不同。

4.1 心電導聯典型連接方案

圖7(a)是心電測量的典型連接方案；其中zc通過右踝電極連接并與測量電路的浮地參考電位相連。其中增益Ga=1的放大器對屏蔽層作等電位驅動，并保證屏蔽效果與zic和Zp的值無關。增益 Gb=0.5 的放大器對測量電路作自舉驅動，使測量電路的浮地參考電位跟蹤右踝電位，而不受Zp值 的影響。

當Zp很大時，即使不需要自舉電路，內阻為zc的右踝電極也足以驅動測量電路的浮地參考電位；這個情況下可以省略圖中增益Gb=0.5的放大器。圖7(b)為Zp比zc大很多時對圖7(a)電路簡化的結果。圖7(a)電路中zic的作用是使電路的輸入部分進一步分離，提高輸入端共模部分，在浮地參考電位、輸入部分中心電位之間提供隔離。圖7(b)電路中把zic分解成zic0和zic1兩個部分，用于后面負載效果的分析。其實際設計取值以及X1放大器的用途與Wilson中點網絡的接法和保護電路設計相關，將在后面做設計討論。

單片方案配合合適的隔離方案使Zp>25MΩ，特別有利于實現圖7(b)所示意的簡化。這種簡化也使得測量電路的動態范圍要求和電源分組減少。該單片方案即采用這個簡化電路。這個簡化電路通過外接2個放大器仍可以完整實現圖7(a)電路。

4.2 自舉驅動電路的作用

圖8用來進一步說明自舉電路的作用。自舉電路把右邊的電阻Ry上端的電壓強制加在了左邊的電阻Rz上端，并通過y對地的低阻通道使Ez不再影響電路的其它部分。與把y點和x點直接短接的電路比較，由于Gx的作用使i1、i2和i3很小，右邊電路的電流平衡得以保持。此時i4的電流是由Gx的電源提供的，并非通過x點提供。x點與測量設備的第一層電源有連接，自舉電路使x和y之間成為間接連接，提高了安全性。

4.3 心電導聯電氣模型

圖9是與心電測量有關的電氣模型。其原理是把心電看作是在體腔內具有內阻Rv的電壓偶極子Vv，這個偶極子的位置和源內阻隨著心肌的有序收縮不斷變化。其電壓經過路徑上的人體組織產生分壓作用，在導聯電極處看到不同的分壓。心電信號即這些點之間分壓的壓差。在每個時刻除了偶極子電壓幅度不同外，圖中的所有等效電阻的阻值也不同。

圖10(a)和(b)分別為按圖 7 簡化后的標準導聯和加壓導聯的電氣等效。圖中zic1與圖7中的同 名電阻為同一電阻（或起同樣作用）。圖10(a)中Rr為右踝和在I、II、III導聯時與右踝電極連接的 那個肢端合在一起的等效，Ra和Rb即另外兩個肢端的等效。圖10(b)中Rr僅為右踝的等效，Ra、 Rb 和 Rc 為另外的3個肢端。圖10(a)中采用了兩個Rw作為符號，只是因為恰恰可以利用Wilson 中心點網絡的這兩個電阻，其阻值與Wilson中心點網絡無關。圖10(b)中rbc兩個等值的電阻，也與 Wilson 中心點網絡無關。

4.4 Wilson 網絡電氣模型

參考圖6，導聯I、導聯II和導聯III中的兩個電阻和Wilson中點網絡電阻Rw與測量電路共模輸 入阻抗有關，也與輸入信號的共模中心點的產生有關；當采用的電阻值較低時，其作為各肢體心電信 號的負載效果對中心點電位的形成有一定影響。圖11是Wilson網絡的電氣簡圖。當Rw比肢端電極 的等效電阻大很多時，Wilson中心點的電位為（Va+Vb+Vc）/3。較小的Rw的影響包括由于分壓作用 使Va+和Va-間的差分信號幅度下降到約1.5Rw/（1.5Rw+ra+rb||rc）；同時當Rw加入到分壓電阻串中之 后，影響了ra、rb和rc中時變部分占電阻串總值的比例，然后通過影響分壓比影響輸出波形。由于ra、 rb 和 rc 中任何兩個之和的測量值^[8]<1kΩ，從位置關系出發，假定ra、rb和rc最大時變范圍按20%計 算，則時變部分<0.2kΩ。以此進行估值，當 Rw 在 5k~∞范圍內變化時引起差分信號分壓比的估計變 化為2.4%。

Wilson 網絡選擇較大阻值則可以不再需要圖7、圖10(a)和(b)中的zic1；同時，由于Wilson網絡是 包括在測量設備側的，高的Rw使有效的zi值提高，進而減少電極接觸電阻引起的誤差和有利于保護 電路設計。如果把Wilson中心點網絡放置在高阻輸入放大器輸出端，則既可以減小負載效果又可以方 便Rw和rbc取較低值。但是當這些電阻取值較大時則很容易受到外部干擾，例如潮濕和浮塵等。可以 通過把這些電阻放置到放大器之后的方法來達到既保持對電極的高負載，又保持穩定的電壓分配關系。

圖12 是以I導聯為例的后分壓的電路。其中Ccom為Va、Vb的中值。Acom是放大器的電源 公共端，與參考電極Rcom連接。圖12電路中Ccom參考點與Rcom中心點之間以zi/2+zic1的高阻 抗相連，與兩個輸入對Rcom的輸入阻抗差距不大。如果直接采用Ccom作為屏蔽，可能效果不好；同時任何在屏蔽部分Rcom之間的外部電壓，可能通過放大器輸入端耦合到輸入阻抗zi上，使保護電路的設計變得困難。引入X1放大器使得這兩個問題得以解決。

4.5 心電導聯設計電路

圖13為設計電路的簡化示意圖。圖中的開關位置為導聯I的測試組態。其中S11~S13用來產生 屏蔽電極需要的電壓（包括 Wilson 中值電壓）；S21~S26 產生標準導聯、加壓導聯、單胸極導聯和 雙胸極導聯所需要的組合（也包括Wilson中值電壓）：S3和S41~S46用來選擇胸電極。

5 電極輸入和輸出電路

考慮需要耐受的除顫脈沖的瞬時電壓達5kV-10ms，需要外加元件來承受瞬時功率。這個電壓加 到50k~100k 的電阻上時，瞬時功率達250W~500W。按極限情況下每秒沖擊一次計算，其平均功率 約2.5W~5W。按此上限計算，電極輸入端需要在短時間內通過100mA的電流。這對于一般的端口 保護二極管來講是一個很大的電流。圖14為有源泄流保護，除了可提供大的泄放電流能力外，這個 開關電路可以與其它電路配合完成右踝連接組合、1mV定標和電機脫落檢測。當檢測到過壓而觸發 一次保護動作時，所有電極打開有源泄放通道并至少保持由單穩態觸發器決定的一個時間段。此后 可由控制單片機決定是否繼續維持泄流。

從屏蔽的要求出發，屏蔽線和右踝電極線均不能串入較大的電阻。由于兩者之間通過低阻的放大器輸出，如果出現屏蔽層意外裸露很容易產生大電流環路，需要設計過流保護環節。除了限制電流進入敏感的電路部分外，保護環節起作用時還要保證不旁路除顫電流。參考圖15。

注釋：

¹ FX-3010 全自動心電圖機：定標電壓（1±5%）mV；記錄時標誤差±3%；共模抑制比103dB；輸入回路電流50nA； 頻率響應0.05Hz~150Hz（-3dB帶寬）；耐極化電壓不小于±400mV；輸入噪聲20μVpp；時間常數3.2s~3.8s。

² 直流對消DAC推薦使用本公司的SGM5353-16。

³ 12 位SAR ADC推薦使用本公司的SGM5200。

⁴ 僅保留二次項時，對于信號X，其非線性表達為X*(DX+d)，以X=Vac+Vc代入上式，并計算相對于Vc的變化為相對偏差：

消除可以用濾波去掉的Vac和Vac²，以及信號本身，可得：??(2?????? +????)，其與心電信號幅度的比為：

⁵ 圖13中的放大器推薦使用本公司的SGM8959-2，低頻噪聲0.2μVp-p。

6 參考資料

[1] Donald G. Fink, Donald Christiansen. Electronics engineers' handbook[M]. 2nd ed. McGraw-Hill Inc, 982.

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[3] Richard A. Mentelos, RAM Technology LLC. Electrical Safety in PC based Medical Products[EB/OL]. (2011-03).

[4] 羅娟，趙興群. 借鑒FDA管理經驗降低醫療設備電磁干擾[J]. 醫療衛生裝備，2007第3期.

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[9] TDK 公司，HIM-3T201A、HIM-3T202A以太網變壓器數據單。 

[10] 吳建剛. 現代醫用電子儀器原理與維修[M]. 電子工業出版社，2005.