作者：王偉蘇 成紅玉（通信作者） 
校閱：劉穎杰 田懷山

摘要

隨著USB Type-C接口與USB PD （Power Delivery）技術在個人電子設備領域的普及，USB Type-C接口已成為筆記本電腦的主流充電接口，而電池充電器芯片在電池充電應用中又發揮了至關 重要的作用。本文從USB Type-C概念出發，先了解其電力傳輸連接；然后結合圣邦微電子推出的SGM41570系列升降壓NVDC電池充電器芯片，重點闡述筆記本電腦充電應用外圍電路設計，并對系統滿載時的損耗進行評估，最終將損耗占比繪制為圓餅圖。方便設計者根據各個損耗的占比大小，直觀的評估設計損耗是否滿足要求，進而優化設計。

1 USB Type-C概述

USB Type-C 是一種革命性的接口技術，它憑借其纖薄的設計、正反可插的便利性，以及強大的 數據傳輸和電力供應能力，徹底改變了筆記本電腦和其他數字設備的連接方式。在筆記本電腦應用中，USB Type-C 不僅簡化了接口規范，實現了數據線的統一，還通過集成USB PD技術，支持高達240W^[1]的電力傳輸，從而能夠快速、高效地為筆記本電池充電。這不僅大幅縮短了充電時間，還使得筆記本電腦能夠在更廣泛的場景下，僅需一根輕便的Type-C線纜就能同時滿足充電、數據傳輸乃至視頻輸出的需求，極大提升了用戶的移動性和使用體驗。此外，Type-C接口的雙向充電功能，意味著筆記本電腦在必要時也能充當其他設備的電源，增加了使用的靈活性和實用性。

典型的USB Type-C電力傳輸連接^[2]如圖1所示，其主要包含三大組件：USB PD控制器、電池充電器、電池計量芯片。框圖中的各個組件通過復雜的邏輯和控制策略協同工作，實現電力的高效、安全傳輸，以及數據傳輸。

2 SGM41570 系列簡介

SGM41570系列產品包含支持SMBus接口的SGM41570^[3]和支持I²C接口的SGM41573^[4]兩顆芯片，是一款功能強大的同步升降壓型鋰電池充電控制器，特別為需要高效充電及電源路徑管理的應用設備而設計，如筆記本電腦和掃地機器人等。它支持1節至4節鋰電池的充電，并集成了多種先進的功能以滿足多樣化的充電需求。

首先，SGM41570 具有廣泛的輸入源兼容性，能夠靈活處理來自傳統適配器、USB適配器以及 高壓USB PD源的輸入。基于輸入源和電池的實際狀態，該控制器在上電過程中能夠自動切換為降壓、升壓或升降壓模式，無需主機控制干預，從而確保充電過程的高效和安全。

其次，SGM41570 具備窄電壓直流充電（NVDC）路徑管理功能，以及動態功率管理（DPM）功能，這些功能使得電源分配更加優化，充電效率更高。此外，該芯片還支持USB OTG（On-The-Go）模式，這意味著在需要時，它可以給外設供電，進一步擴展了應用場景。

當USB OTG端口沒有外部負載時，SGM41570支持V_MIN主動保護（VAP）功能，在系統功率較大時，避免系統電壓跌落。同時，該芯片能夠監控適配器電流、電池電流和系統功率，并在系統功率超出適配器和電池的可用功率時，發出一個靈活編程的nPROCHOT脈沖，通知CPU進行節流操作，以避免設備過載和損壞。

綜上所述，SGM41570是一款集高效率充電、智能電源路徑管理、廣泛輸入源兼容性和豐富保護功能于一體的鋰電池充電控制器，為各種需要鋰電池充電的應用設備提供了理想的解決方案。

3 筆記本電腦應用設計

在筆記本電腦應用設計中，升降壓充電芯片能夠為電腦提供更靈活的電源適配能力和更高效的電源管理。本節采用SGM41570降壓-升壓電池充電控制器，基于最高20V適配器電壓，4節電池，100W系統峰值功耗的筆記本電腦應用進行設計。該參考設計在100W系統功率下具有高達96.7%的峰值效率。

3.1 設計要求

3.2 電池設置

芯片內部LDO激活后，通過CELL_BATPRESZ引腳偏置電壓來檢查電池節數配置。當為四節電池配置時，CELL_BATPRESZ引腳可以通過10kΩ電阻上拉至VDDA。有關電池設置閾值，請參考SGM41570規格書^[3]。

3.3 外部限流設置

將ILIM_HIZ引腳通過電阻分壓連接到REGN與GND之間，可使用以下公式設置目標輸入電流限值I_DPM：

根據設計要求，最大輸出功率為 100W，額定輸入電壓條件下，對應輸入電流為 5A。按照 1.2 倍輸入電流，6A作為輸入電流限制。選擇10mΩ采樣電阻，根據公式可以計算出V_{ILIM_HIZ}為3.4V。 按照5.6V REGN進行計算，選擇上分壓電阻63.9kΩ和下分壓電阻100kΩ。

3.4 輸入濾波器設計

SGM41570 采用平均電流控制模式，通過ACP與ACN之間的差分電壓對輸入電流進行檢測， 再根據輸入電流對電感電流信息進行還原。然而，芯片布局產生的寄生電感會在ACP與ACN之間 產生高頻振鈴，導致電感電流采樣失真，進而影響平均電流控制環路，甚至出現輸出震蕩現象。此 外，輸入電流采樣失真還會導致IINDPM環路，IIN_ADC 的精度變差。有關IINDPM 與IIN_ADC 的功能描述，請參考SGM41570規格書^[3]。

對于實際應用設計，建議使用圖3中RC濾波電路對PCB寄生參數導致的高頻噪聲進行濾除。設計RC濾波器時間常數介于47ns至200ns，可以有效地濾除輸出電流采樣中的高頻噪聲。不建議將RC濾波時間常數設置太大，否則當系統處于正向Buck模式，輸入電流為斷續狀態，輸入電流采樣出現失真會導致芯片無法準確還原出電感電流信息。

3.5 電感選型

SGM41570 有兩種開關頻率可供選擇，800kHz與1200kHz。開關頻率越高，允許使用的電感感 值、輸入與輸出電容容值越小，但功率管開關損耗也會隨之增大。本設計按照800kHz默認開關頻率 進行計算，下文公式中的參數符號含義及數值請參考附錄。選擇電感飽和電流 I_SAT應大于最大輸出 電流I_{OUT_MAX}加上電感電流紋波I_RIPPLE的一半：

當處于Buck CCM模式（D = V_OUT / V_IN），電感電流紋波I_RIPPLE公式如下：

根據上述公式可知，D為0.5時取得最大電感電流紋波，當D大于0.5，保持輸入電壓不變，隨著輸出電壓增大，紋波逐漸減小。根據設計要求范圍，當輸入電壓為20V，輸出電壓12.3V時，對應最大電感電流紋波。

通常，電感紋波設計在20%~40%的最大輸出電流之間。取紋波系數K_IND為30%，根據如下公式可以得到設計電感值：

選擇2.2μH標稱電感值，飽和電流大于9.3A的電感。Wurth 74437356022這款電感滿足設計需求，I_R = 8.5A，I_SAT,10% = 10A，DCR = 13.6mΩ。

3.6 輸入電容選擇

選擇合適的輸入電容，對吸收輸入開關電流紋波，減小輸入電壓紋波至關重要。根據公式（5）可以計算流經輸入電容電流的有效值，根據公式（6）可計算輸入電容上產生的紋波電壓：

通常X7R或X5R陶瓷電容是輸入去耦電容的首選，在輸入采樣電阻R_AC與功率管Q1之間放置10nF + 1nF 的電容組合，可以有效濾除功率管開關瞬間產生的高頻振鈴電壓。

根據設計要求范圍，選擇20V輸入電壓，15.2V輸出電壓作為典型應用計算參數，后續將基于 此條件進行設計。按照1%輸入電壓紋波系數帶入公式（6）進行計算，得到最小輸入電容容值約為 7.5μF。考慮陶瓷電容直流偏置效應，選擇6顆25V 10μF 0805封裝陶瓷電容以獲得所需的有效電容 值，具體陶瓷電容直流偏置降額曲線，請參考對應制造商規格書。為了減小極端條件下，如溫度變 化和輸入電壓波動對輸入有效容值的影響，推薦增加一顆 25V 至 35V 耐壓，容值 10μF 的鉭電容 （POSCAP）。

3.7 輸出電容選擇

選擇合適的輸出電容，對吸收電感電流紋波、減小穩態以及負載瞬態時輸出電壓的紋波及系統的穩定性至關重要。根據公式（7）可以計算流經輸出電容電流的有效值，根據公式（8）可以計算輸出電容上產生的紋波電壓：

此外，公式（9）可用于計算最小輸出電容，在控制環路響應負載變化之前，電容至少提供兩個開關周期的電流階躍（ΔI_OUT）的能量，并且允許的最大輸出瞬態電壓變化為ΔV_OUT（過沖或下沖 ）。

按照10% ~ 100%的負載瞬態，最大5%的瞬態電壓變化，綜合考慮上述條件，計算得到最小輸 出電容容值約為19.5μF。考慮陶瓷電容直流偏置效應，選擇7顆25V 10μF 0805封裝陶瓷電容以獲 得所需的有效電容值。同樣為了減小極端條件下，如溫度變化和輸入電壓波動對輸出有效容值的影 響，推薦增加兩顆25V至35V耐壓，容值35μF的鉭電容。

3.8 功率MOSFET選擇

SGM41570 是功率 MOSFET 外置的升降壓型充電管理控制器，需要四個N溝道MOSFET。內部柵極驅動器提供5.6V的驅動電壓。選擇額定電壓為30V或更高的MOSFET，以滿足20V的輸入 電壓需求。

電感電流峰值在3.5小節中已有計算，實際選擇MOSFET的持續漏極電流應考慮2倍以上的裕量，I_D應大于18.6A。

為了在導通損耗和開關損耗之間進行權衡，常用的參數是MOSFET的品質因數（FOM）^[5]。根據公式（10）可以計算FOM，其中R_DS(ON)為導通電阻，Q_GD為柵漏極電荷。FOM值越低，MOSFET總的損耗就越小。

一般來說，對于某個產商的同一系列MOSFET，FOM值變化不大。在選定某個系列的MOSFET 后，應綜合考慮導通損耗、開關損耗以及成本等因素，選出合適的 MOSFET。本設計中選擇 SGMNQ70430這款N溝道MOSFET作為4個主功率管，其額定電壓為30V，持續漏極電流為46A。

4 損耗計算

上一章對外圍電路進行了設計，本章將基于此設計對系統滿載時的損耗進行計算評估。（20V典 型輸入電壓，15.2V典型輸出電壓，100W系統輸出功率，800kHz開關頻率）， 最終將損耗占比繪制 為圓餅圖。設計者根據圓餅圖可以清晰的得出各個損耗之間的占比大小，從而評估設計損耗是否滿 足要求，以及哪些部分有提升的空間，進而優化設計。

4.1 MOSFET 損耗

本應用中，轉換器主要工作于同步Buck模式，MOSFET 相關功率損耗主要由導通損耗和開關損耗組成。導通損耗是高側Q1管和低側Q2管導通損耗的總和，這部分損耗與開關頻率無關。開關損耗則包括 Q1 開關損耗、Q2 開關損耗、柵極驅動損耗、Q2 體二極管損耗、反向恢復損耗以及 MOSFET 的輸出電容損耗^[6]。

4.1.1 導通損耗

導通損耗由MOSFET的導通電阻和流過電流有效值決定。可以通過以下公式進行計算：

綜合上述公式，計算得到Q1導通損耗為0.234W，Q2導通損耗為0.065W。

4.1.2 開關損耗

1. 交疊損耗

MOSFET 在開關的過程中，導通和關斷都需要一定的時間。在過渡期間，Q1管同時承受了較高的電壓和電流，從而引發開關損耗。下圖顯示了Q1開啟階段柵源電壓V_GS、漏源電壓V_DS以及漏極電流I_D波形。

MOSFET 導通時間計算公式如下：

其中，

驅動電流按照以下公式進行估算^[7]：

其中，

MOSFET 關斷時間計算與導通時間計算過程相似，關斷時驅動電流計算公式如下：

根據上述公式可估算出t_ON = 10.4ns，t_OFF = 6.8ns。建議選擇MOSFET 導通時間小于20ns，以減小開關損耗占比。通常，建議選擇C_ISS小于1000pF的MOSFET。

MOSFET 導通與關斷損耗計算公式如下：

計算得出MOSFET在導通階段交疊損耗為0.463W，關斷階段交疊損耗為0.415W。

2. 驅動損耗

MOSFET 柵極驅動損耗計算如下：

下管導通過程由于體二極管續流，V_DS電壓已接近0V，所以無需考慮米勒電容影響；此外計算 損耗的電壓是V_OUT而非V_REGN，因為芯片此時工作于Buck模式，所以V_REGN電壓由V_OUT電壓通過 LDO 生成，按照V_OUT電壓計算能夠包含驅動過程LDO的損耗。不建議增加驅動電阻以減慢驅動速 度，可以適當增加柵源極電容、自舉電容側串聯電阻或者增加RC snubber以減慢MOSFET開關速 度。根據上述公式可以計算功率管Q1與Q2總的驅動損耗為0.146W。

3. 死區損耗

為了防止Q1和Q2同時導通將V_IN短路，轉換器加入了兩個短暫的死區時間：Q2關斷與Q1導通之間的上升沿死區時間，以及Q1關斷與Q2導通之間的下降沿死區時間。在這兩個死區時間間隔內，Q1和Q2都處于關閉狀態，Q2的體二極管導通續流。此時會引入死區損耗（即體二極管導通損耗）和體二極管反向恢復損耗。死區損耗計算公式如下：

計算得到死區損耗為0.169W。

4. 體二極管反向恢復損耗

體二極管反向恢復損耗計算公式如下^[8]：

計算得到體二極管反向恢復損耗為0.144W。

5. 輸出電容損耗

與MOSFET 相關的另一個功率損耗是輸出電容損耗，這由輸出電容C_OSS的充電和放電引起。其計算公式如下：

若MOSFET 規格書未給出Q_OSS參數，可以根據規格書中提供的C_OSS隨V_DS變化曲線，擬合為函數后進行計算：

由于SGMNQ70430這款MOSFET規格書未給出Q_OSS參數，故通過函數擬合方法進行計算，總的輸出電容損耗為0.185W。

4.2 電感損耗

電感損耗主要包括線圈損耗和磁芯損耗兩大類。線圈損耗主要由直流電阻（DCR）和交流電阻 （ACR）組成，而磁芯損耗則包括磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗。對于絕大多數電感廠商，所提 供的規格書參數是無法完整計算出電感損耗的。少部分電感廠商會提供相應的損耗計算工具，幫助 開發者對電感損耗進行估計。例如，Wurth 官網有 74437356022 這款電感的損耗計算工具，在填入電感電流對應參數后，可以生成交流損耗和直流損耗兩部分，其中交流損耗結果可以直接參考，直流損耗則通過以下公式進行計算^[9]：

電感直流損耗為0.592W，交流損耗參考官網計算結果為0.136W，總的電感損耗為0.728W。

4.3 IC 靜態損耗

對于SGM41570 控制 IC，其本身也存在靜態功耗，可以通過公式（30）進行估算，得到IC靜態功耗為0.038W。

4.4 其他損耗

SGM41570 是升降壓型控制器，當系統工作于Buck模式時，Q3處于常開狀態，其導通電阻會產生相應的導通損耗。輸入電流流經10mΩ采樣電阻R_AC也會對應產生損耗，計算公式分別如下：

Q3導通損耗為0.307W，采樣電阻R_AC損耗為0.334W。

4.5 總結

根據本小節中損耗計算結果，將其匯總至下表：

根據損耗計算結果及以下效率公式，能夠計算出本設計系統效率為96.88%。

需注意，整個計算過程均為 25℃時的參數，未考慮系統溫升影響。實際對于功率 MOSFET 導通電阻，以及功率電感的DCR等都會隨著溫度的升高發生明顯變化。如需更加準確的估算，可以考慮溫升影響，對結果進行迭代。

根據損耗表格的結果，可以得到Q1和Q2總損耗為1.82W，平均一顆MOSFET的損耗為0.91W。考慮MOSFET熱阻，可以粗略估算出MOSFET溫升：

根據上述公式計算得到 MOSFET 溫升為 41.8℃。MOSFET 的規格書中一般會提供導通電阻 R_DS(ON)隨溫度變化曲線，按照溫升信息查找即可獲得對應溫度下的R_DS(ON)，電感DCR同樣可以通過 類似方式獲得。將得到的數據重新帶入損耗公式中進行計算，得到如下結果：

根據溫度矯正后的損耗計算結果，計算出20V適配器電壓，4節電池，100W 功耗系統效率為96.68%。

為驗證計算結果準確性，按照參考設計外圍電路在SGM41570 DEMO板上進行效率測試^[10]：

根據上述數據，估算效率與實測效率僅相差 0.08%，屬于合理誤差范圍。為更加清晰直觀的獲得各部分損耗之間的占比關系，繪制各部分損耗餅圖如下圖所示：

注釋：

¹ 圖中V_BUS對應下文中的V_IN，V_SYS對應V_OUT。

參考資料

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